西门子模块6ES7136-6BA00-0CA0

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变频调速已被广泛应用于包括工业领域在内的许多行业中。在这些调速系统中，采用交－直－交变换结构，将三相幅值固定、频率固定的输入电压转换为电压可调、频率可调的三相输出，驱动三相异步电机。在这个变换过程中，需要采用电力电子开关器件，例如在整流桥和逆变桥中。但是这种开关切换过程，往往会导致电机端电压存在零序分量(即共模电压(CMV))，变频电机的设计就必须考虑到此问题。
本文首先对共模电压的定义和产生原因进行描述，然后对串联H桥变频器的结构进行介绍。在此基础上给出串联H桥变频器共模电压的分析方法，以及仿真电路结构。
后，本文将给出一组典型参数下该系统的仿真结果，并和参考文献中实际测量的电压波形进行比较。串联H桥变频器共模电压的幅值不但与各二次侧绕组对地的电容值，各H桥单元直流环节的电压有关，而且也和控制方法有密切的关系。
仿真和试验结果非常接近，充分说明了文中对共模电压的分析有一定的参考价值。

2  共模电压的描述
图1为电压源型和电流源型变频器的系统框图。图中，整流桥可以是二极管不控整流，也可以是晶闸管整流或电压/电流源型PWM可控整流等结构;电机侧的逆变桥可以是普通两电平电压源型变频器(VSI)、电流源型变频器(CSI)以及多电平变频器等不同拓扑结构。为简单起见，输入和输出

的滤波器在图中没有画出。对于VSI结构，直流母线电容Cd必须足够大，电感Ld可以省去;而CSI与此刚好相反。虚拟电阻Rd在实际系统中可以不存在，在此只是为了方便得到直流侧的中点电压。实际系统中，如果跨接直流母线的电容是两组电容并联后再串联连接，其中间连接点的电位与此等同。相对于系统接地点G，直流侧的中点电压可以由下式得到:
  
(1)
式(1)中，vPG和vNG分别为正/负直流母线的对地电压。实际上，vZG为整流桥产生的共模电压。电机中性点相对于直流侧中点的电压可由下式计算得到:
    
(2)
式(2)中，vOP和vON分别为电机中性点相对于正/负直流母线的电压;vOZ为逆变桥产生的共模电压。因此，电机中性点对地总的电压为:

(3)
式(3)给出了整流桥和逆变桥产生的总的共模电压。电机的A相对地电压则如下式:

(4)
即为电机相电压vAO与系统总共模电压vCM之和。可以看出，如果不抑制共模电压vCM，电机绕组的绝缘可能会被破坏。 

3  串联H桥变频器的结构
图2为7电平串联H桥的拓扑结构。从图中可以知道，每相由三个H桥单元组成，输出串联连接。G为曲折连接变压器一次侧的等效中性点，可以认为其与大地相联，O为电机的中性点，Vt1～Vt9为变压器9个二次侧的等效中性点。为了分析方便，图中还给出了Vm1～Vm9，分别为9个功率单元直流环节直流电压的中点，上下两个电容平均承担直流电压;Va1～Va3，Vb1～Vb3，Vc1～Vc3分别为9个功率单元的输出电压;Va，Vb，Vc为输出到电机上的三相电压。

对于每个H桥单元，其具体结构如图3所示。经过分析可以知道，其等效电路图如图4所示。图4中包括功率单元中整流桥产生的共模电压，以及H桥逆变桥产生的共模电压。
根据图4可以把图2简化为图5的电路结构，即串联H桥共模电压的分析电路。从图4和图5中可以知道，在串联H桥多电平变频器中，共模电压与电容C的大小、直流电压Vdc以及控制方法有关。控制方法会影响到图4中的Vpos和Vneg两个电压。 

对图5还可以进行进一步简化，然后进行仿真和分析。为了分析方便，以上都假设了变压器的所有二次侧对地电容都相同，而在实际中，这些值很难完全相同，可能分别为各不相同的C1～C9。
由于这种结构的变频器中存在变压器，如果电机的中性点没有接地，电机就存在共模电压。当电机的中性点接地后，共模电压仍然存在，没有消失，但会转移到变压器上。由于变压器比较容易设计以提高耐压值，加上这种拓扑结构本身的共模电压较小，所以在很多场合几乎忽略了这个共模电压。 

4  共模电压的仿真仿真结果
对于一组典型的实际测量参数，9电平串联H桥拓扑结构的相关参数如附表所示:
附表    9电平串联H桥拓扑结构的相关参数

A相电容 容值(pF) B相电容 容值(pF) C相电容 容值(pF)电机中性点对地的电容Cm为65000pF。其它参数见文献[2]。根据所提出的电路结构，仿真结果如图6所示。仿真时，PWM控制方法为纯正弦波调制方法，调制因数MI为1。
仿真结果和参考文献中给出的结果非常接近。图6中的编号参见参考文献。 

为了对结果进行更加仔细的观察，图7给出了改变控制方法，即纯正弦波叠加3次谐波时的PWM控制方法时MI仍然为1的仿真波形。从中可以看出，叠加次谐波时，电机共模电压略有上升。 

5  结束语
本文首先对通用变频器中的共模电压及其定义给出了介绍，然后对串联H桥多电平变频器的共模电压分析方法进行了研究，并给出了一种新的便于分析的电路结构。基于该简化电路，对一组典型测量数据进行了仿真研究，所得到的结果与实际值非常接近。进一步的研究表明，共模电压与变压器二次侧绕组的对地电容、电机中性点对地电容、功率单元直流侧电压以及各H桥单元的PWM控制方法都有关

一、引言

    随着变频器日益广泛的普及和应用，其占电网总负荷的比例已经越来越大。其中大部分系额定电压为三相380V的交直交型变频器（本文以下简称变频器）。而随之带来的网侧谐波问题也越来越受到各变频器用户和供电部门的关注。

    本文将简单介绍变频器网侧谐波的产生机理和一些常用谐波抑制技术，然后重点推荐一种实用的谐波计算方法。用户可以按照本文中推荐的方法计算使用变频器时所产生的谐波电流，从而决定应该采用哪种对策，以使整个电气传动系统符合相关的国家标准。

    二、网侧谐波的产生机理

    1. 谐波电流的产生

    由于变频器的整流部分一般为三相全波不可控整流，直流回路采用大电容作为滤波器。这样，虽然变频器的网侧输入电压波形基本上是正弦波，但输入电流是脉冲式的充电电流，含有丰富的谐波。其波形如图1所示。

                                    
图1 变频器的输入电压和电流波形

    变频器网侧电流的波形由线路总等效阻抗和主电容两端的电压共同决定，同时受二极管整流器本身参数的影响。另外，其电流大小和波形与直流侧电压密切相关，而直流侧电压又会随着负载变化而波动。因此，通过解析表达式定量地计算变频器网侧电流比较困难，在工程上也不实用。一般分析时，可采用简化的近似方法来计算。

    2. 谐波电流与线路阻抗的关系

    网侧总线路阻抗越大，输入电流就越平滑，谐波电流越小。因此常用直流或交流电抗器来增加线路阻抗，从而改善输入电流波形。

    在加入电抗器之后，输入电流的尖峰变小，同时二极管的导通时间变长，因此可以降低变频器的网侧电流谐波含量。 

    直流电抗器和交流电抗器都可以用于抑制谐波，但两者各有特点。以三菱变频器的电抗器附件FR-BEL（直流）和FR-BAL（交流）为例来说明两者之间的异同。其使用结果见表1。

                          
表1 交流电抗器和直流电抗器使用效果比较

    3. 网侧电流波形与直流侧电压的关系

    变频器负载变化时，会影响直流侧电压。只有在整流电压大于主电容两端的电压（Ed）时，整流器才会有输入电流。因此，直流电压的大小会决定二极管整流器的导电宽度。表2给出了变频器输入电流波形和直流电压之间的关系。

                          
表2 变频器输入波形和直流电压之间的关系

    表2中，波形系数和峰值系数表征输入电流的畸变程度，变频器的输入功率因数被定义为总输入功率和表观功率之比。又由于输入电压和电流的基波相位基本相同，忽略三相不平衡的影响，可以得到

    λL≈ILI/IL

    即功率因数约等于基波电流和总电流之比。因此表2也可以反映直流侧电压和功率因数之间的关系。

    三、抑制高次谐波的对策

    1. 相关国家标准

    变频器输入电流中偶次谐波和3倍次谐波含量很小，一般都远远低于国标，因此本文主要以分析输入电流中的5，7，11，15，17，19次谐波电流为例。根据国家标准GBT14549—93《电能质量公用电网谐波》和GB12668.3—2003《调速电气传动系统产品的电磁兼容性标准及其特定的试验方法》，公共连接点（PCC）的谐波电流限值与电源短路电流和大基波负载电流之比相关。在基准短路容量下各次谐波电流允许值如表3所示。

                               
表3 基准短路容量下各次谐波电流允许值

    其中，基准短路容量（Sj）和电压的关系为0.38kV～10MVA；6kV10kV～100MVA。

    本文中用的谐波电流限值为GBT14549～93中规定的基准短路容量下各次谐波电流允许值，而GB12668.3～2003附录B中给出的指标为不同Rsc下各次谐波电流的限值（%），两者可以互相折算，用户可以根据自己的实际情况自行选择。

    2. 不同系统配置时的谐波含量

    根据三菱电机提供的数据，使用二极管三相桥整流变频器时，不同配置下的谐波含量如表4所示。

                                   
表4 谐波电流含量表

     四、谐波电流计算方法

    1. 计算步骤

    如前所述，变频器的谐波电流很难直接通过解析公式计算。下面推荐一种计算方法，供大家参考。

    步骤1：根据国家标准和实际变压器的短路容量计算所允许的各次谐波电流，具体公式为

    Ih=IGB（Sr/Sj）

    式中：Ih为各次谐波电流允许限值；IGB为基准短路容量下各次谐波电流限值；Sr为实际短路容量，MVA；Sj为基准短路容量，380V时取10MVA。

    同一公共连接点的每个用户向电网注入的谐波电流允许值按此用户在该点的协议容量或大负荷容量与其供电设备容量之比进行分配。如果简单地用谐波电流算术和的方法，得到的结果往往过于保守，会造成资源的浪费。推荐使用伪平方求和的方法，即有

    Ihi=Ih（Si/St）1/a

    式中：Si为用户的用电协议容量或大负荷容量，MVA；St为供电设备容量，MVA；Ihi为折算后的各次谐波电流允许值；a为相位叠加系数，按表5进行取值。各次谐波的相位叠加系数如表5所示。

                          
表5 各次谐波的相位叠加系数

    步骤2：额定电流折算 

    I’e=Ie×（0.38标准电压）

式中：I’e为折算后的额定电流；Ie为变频器的额定电流。

    步骤3：根据表4以及变频器的电路形式来确定各次谐波电流的大小，并和步骤1的结果相比较，判断是否符合国标。计算公式如下：

    Ih=I’e×谐波含量（%）×负载率

    如果不符合国标，则应采用其他的对策，如使用电抗器、添加谐波补偿设备等。

    2. 实例分析

    供电系统（10kV）短路容量为10MVA，总供电容量为1MVA。某用户协议容量都为0.5MVA。若某用户只使用1台变频器，其型号为FR-A540-45K，负载率为80%，分析其谐波电流是否满足国家标准。计算过程如下。

    (1) 根据Ih=IGB（Sr/Sj）和表3，容易得到折算后的限值如表6所示。

                                      
表6 折算后的限值

    然后根据公式Ihi=Ih（Si/St）1/a和表5，计算得到对应该用户的各次谐波电流限值，如I5=2×（0.51）1/1.2=1.12

    分别计算各次谐波电流限值，得到该用户的大允许谐波电流如表7所示。

表7 大允许谐波电流

    (2) 查变频器手册得到该变频器的额定电流：Ie=86（A）

    折算到10kV侧：

    I’e =Ie×（0.3810）=3.27（A）

    (3) 在不带电抗器时，有

    I5=3.27×65%×80%=1.7（A）

    使用直流电抗器（DCL）时，有

    I’5=3.27×30%×80%=0.78（A）

    同理，可计算得到表8中的数据。

    表8 谐波电流计算值

    对比表7和表8可以发现，在不使用直流电抗器时，5次和7次谐波超标。如果使用直流电抗器，则可以满足谐波标准。

    五、结束语

    实际应用中常用的谐波抑制措施，除了上文所提及的使用电抗器外，主要还有12相整流和使用可控整流等方式。但因通用变频器很少采用这些电路拓扑结构，所以就不再详叙了。谐波问题一直是变频器发展过程中有待解决的一个主要技术障碍。近两年来，已经开始出现一些采用新的电路拓扑结构的商业化低压变频器产品，如三电平变频器，矩阵式变频器（MC）等。相信随着成本的降低和一些技术难题的解决，在未来5～10年内，变频器网侧谐波这一难题将有望得到有效解决，变频器也将成为名符其实的“绿色电源”